Содержание
При разработке ВЧ-устройств на фильтры в цепи питания обычно не обращают много внимания. Ну конденсаторы блокировочные числом и номиналом поболее (при широкой полосе набор из нескольких, отличающихся по номиналам раз в 10, чтобы на любой частоте обеспечить КЗ, т.к. большие конденсаторы на СВЧ имеют заметную индуктивность). Если не хватает развязки от блокировочных конденсаторов, ставят дополнительно последовательные дроссели. Несложно обеспечить развязку по питанию в любой заданной ВЧ полосе.
Я так тоже думал. До недавнего времени. Пока не столкнулся с необъяснимым поведением ФАПЧ генератора. В его выходном спектре непериодически возникали составляющие, отстоящие от основного колебания на несколько мегагерц.
Дело оказалось в "звоне" по питанию с частотой тех самых нескольких мегагерц. А причиной этого "звона" был простейший LC-фильтр по питанию аналогового выходного генератора. Мощные броски по питанию от включения цифровой части схемы "били" по фильтру, возбуждая в нём паразитные колебания и модулировали генератор.
Физика проблемы
Но обо всём по порядку. Возьмём простейший LC-фильтр, "обученный" подавлению частоты 100 МГц, показанный на рис. 1 (на этом рисунке 0,6 Ом – выходное сопротивление источника питания до фильтра, 100 Ом – сопротивление нагрузки после фильтра). 
Рис. 1
Посмотрим, как справляется этот фильтр со своей задачей, т.е. его АЧХ (рис. 2). 
Рис. 2
100 МГц фильтр подавляет успешно, более, чем на 55 дБ. Но зато частоту 2,67 МГц он не подавляет, а усиливает. Почти в два раза.
Дело проясняется, если посмотреть на схему рис. 1 как на согласующую цепь. Ее волновое сопротивление (т.е. сопротивление нагрузки) должно быть около 1,7 Ома (корень из L/C). А мы нагрузили ее во много раз большим сопротивлением (нашего питаемого ВЧ-устройства). То есть LC согласующая цепь на частоте своего резонанса (2,67 МГц) резко рассогласована (работает на слишком большое сопротивление). На ее выходе высокий КСВ.
А к чему приводит высокий КСВ при высоком импедансе мы знаем: к высокому напряжению. Что мы и видим на рис 2: резонансный выброс на 2,67 МГц.
Однако, если в нашей схеме ничто не генерирует сигналы около 2,67 МГц (резонанс, как мы видим на рис. 2, довольно узкий), то ничего плохого наш LC-фильтр и не сделает. И мы не узнаем о его резонансе (типичная ситуация для целиком аналоговых устройств).
Но ситуация меняется, когда у нас в устройстве имеются много потребляющие цифровые блоки иили мощные ключи. Причем тут важно не столько их потребление, сколько величина и скорость их скачков потребления по питанию. Импульс с коротким фронтом имеет не только широкий, но и непрерывный спектр. В котором обязательно будет присутствовать и резонансная частота нашего LC-фильтра. На выходе которого мы и получим "звон".
Во временной области это выглядит (для фильтра по схеме рис. 1) как показано на рис. 3 (расчет, реакция на единичный скачок) и рис. 4 (измерения, реакция на прямоугольный импульс длительностью 2 uS). Шаг горизонтальной сетки на рис. 3 и 4 составляет 500 nS. 
Рис. 3 
Рис. 4
Измерения LC-цепи 100 нГн/100 нФ при сопротивлении источника 0,6 Ома и сопротивлении нагрузки 100 Ом показаны на рис. 5 (реакция на импульс 2 uS, шаг горизонтальной сетки 1 uS). 
Рис. 5
От чего зависят параметры "звона"?
Частота заполнения соответствует резонансной частоте нашего последовательного LC-контура.
Величина выброса и время его затухания определяются нагруженной добротностью Qн, которая лежит в диапазоне от 1 до 10 и зависит от:
- Холостой добротности дросселя. Она обычно не меньше несколько десятков и поэтому влияет на Qн только в случае если последняя довольно велика.
- Волнового сопротивления контура r = (L/C) -1/2 . Обычно для LC фильтра по питанию r составляет единицы или доли ома. Qн растет пропорционально r .
- Сопротивления нагрузки Rн фильтра. Чем оно выше, тем выше нагруженная добротность.
- Выходного сопротивления источника Ri на частоте паразитного резонанса. Чем оно меньше, тем Qн больше.
Ориентировочно можно считать, что Qн определяется как меньшая из двух следующих величин: 0,5Rн/ r или 0,5 r /Ri.
Например, для схемы рис. 1 Qн = 0,5 r /Ri = 0,5*1,74/0,6 = 1,45, что хорошо соответствует графикам рис. 3 и 4 (первый выброс примерно в 1,5 раза больше перепада и "звон" полностью затухает за 4 периода колебаний, т.е. за примерно за три раза по Qн).
Проблема обостряется при использовании на входе LC-фильтра современных интегральных стабилизаторов с очень низким (единицы миллиом) выходным сопротивлением (и напротив, малозаметна на старых источниках с выходными сопротивлениями в доли . единицы ом).
Не следует думать, что если на схеме нет дросселей в цепи питания, то и "звону" возникать неоткуда. На схеме индуктивностей может не быть. Но паразитную индуктивность всегда имеют печатные проводники. Для появления эффекта "звона" достаточно даже очень малых, в единицы наногенри паразитных индуктивностей.
Для ориентировки: индуктивность 1 нГн имеет печатный проводник шириной 0,5 мм и длиной всего 1,6 мм.
Обратимся к схеме рис. 6. Это не двузвенный LC-фильтр, как может показаться, а просто два блокировочных конденсатора 100 нФ и 10 нФ, включенные параллельно. Катушки же показанные на схеме – это паразитные индуктивности печатных проводников. От места подключения источника импульсной помехи по питанию(например, процессора) до первого конденсатора идет дорожка длиной около 1,6 мм (1 нГн), а между первым и вторым конденсаторами идет дорожка длиной около 3 мм (2 нГн). Нормальное, в общем, расположение элементов на плате. Но посмотрите к чему это может привести. 
Рис. 6
На рис. 7 показана АЧХ. Поскольку LC-звеньев два, то и резонансных выбросов тоже два. Из-за малого сопротивления источника (0,03 Ома) Qн довольно высока, соответственно выбросы тоже большие. 
Рис. 7
Реакция схемы рис. 6 на одиночный короткий импульс показана на рис. 8. Отчетливо видно, что "звон" заполнен двумя разными частотами, соответствующими пикам на рис. 7. 
Рис. 8
Как с этим бороться
Если наш ВЧ-каскад критичен к помехам по питанию (например, опорный генератор высокой точности; генератор, управляемый напряжением, в системе ФАПЧ; входной малошумящий усилитель и т.п.), то "звон" в цепи питания нам не нужен.
Идеальное решение – полностью разделить цепи питания цифровой и аналоговой части прибора, чтобы импульсы из цифрового питания вообще бы не попадали в аналоговое питание. К сожалению, это не всегда возможно (например, носимый прибор с питанием от одного аккумулятора).
Если питание все же общее, то наиболее разумно отделить питание аналоговой части интегральным стабилизатором. Они недороги, многие из них работают при минимальном падении напряжения на них всего 0,1 В и хорошо подавляют помехи по питанию. Только выбирая стабилизатор, имейте в виду, что минимальное напряжение на его входе определяется минимальным мгновенным напряжением "звона" на цифровом питании. Ставить такой стабилизатор лучше непосредственно у питаемого каскада (для уменьшения индуктивности шины "очищенного" питания).
Если нет запаса напряжения питания и гасить его стабилизатором уже некуда, то "звон" LC-фильтров по питанию придется подавлять (причем, как мы видели выше отсутствие дросселя на схеме не снимает проблему, хватает и паразитной индуктивности дорожки питания).
Устранить выброс на паразитном резонанс фильтра можно очевидным образом – согласовать его выход. То есть нагрузить на активное сопротивление, равное r . Поскольку для фильтров питания r обычно очень низкое (доли ома . единицы ом), то прямое подключение столь низкоомного резистора нагрузки фильтра приведет к бесполезному расходу мощности источника питания и его перегрузке.
Но резистор нагрузки нам нужен не на постоянном токе, а только на резонансной частоте фильтра. Поэтому подключив такой резистор через разделительный конденсатор мы решим проблему.
Это решение показано на рис. 9. Этот тот же самый фильтр, что и на рис.1, но через разделительный конденсатор 100 нФ добавлено активное сопротивление нагрузки 1,8 Ома. 
Рис. 9
На рис. 10 показана получившаяся АЧХ. Она гладкая, т.к. наш фильтр теперь имеет согласованную нагрузку. Сравните рис. 2 и рис.10: на частоте 2,67 МГц резонансный выброс исчез, теперь вместо него благопристойниый плавный срез с уровнем – 3 дБ. 
Рис. 10
На рис. 11 показана рекция схемы рис. 9 на единичный скачок на входе. "Звон" практически исчез (первый выброс менее 3% всего), сравните с рис. 3. 
Рис.11
Если индуктивность в цепи питания неизвестна (например, паразитная печатных дорожек), то можно подобрать резистор подавления "на глаз" по следующей методике:
- Подключаем осциллограф (полная полоса, предельно коротки выводы, полная чувствительность, закрытый вход) прямо на точки питания (блокировочный конденсатор) защищаемого аналогового каскада.
- Запустив цифровую часть устройства (во всех мыслимых режимах) иили щелкая ключами, смотрим наличие "звона".
- Если он имеется, то подключаем параллельно исследуемому блокировочному конденсатору цепь из последовательного конденсатора (номиналом в несколько раз больше исследуемого, но еще хорошо работающего на частоте "звона") и резистора согласования (1 . 2 Ома для начала).
- Подбирая этот резистор, добиваемся пропадания "звона".
Ёмкостные, индуктивно-ёмкостные, активные сглаживающие фильтры.
Схемы, свойства, онлайн калькулятор.
Потолковали мы основательно на предыдущей странице про разные виды диодных выпрямителей, перебросились парой фраз на тему простейших ёмкостных фильтров, а вопрос достижения параметра коэффициента пульсаций Кп в пределах 10 -5 . 10 -4 так и повис в воздухе – уж очень немалым получается номинал ёмкости сглаживающего конденсатора.
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения Кп является важнейшим параметром выпрямителя. Его численное значение равно отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей.
Напомню выдержку из печатного издания, приведённую на предыдущей странице:
«Коэффициент пульсаций выбирают самостоятельно в зависимости от предполагаемой нагрузки, допускающей питание постоянным током вполне определённой "чистоты":
10 -3 . 10 -2 (0,1-1%) – малогабаритные транзисторные радиоприёмники и магнитофоны,
10 -4 . 10 -3 (0,01-0,1%) – усилители радио и промежуточной частоты,
10 -5 . 10 -4 (0,001-0,01%) – предварительные каскады усилителей звуковой частоты и микрофонных усилителей.»
Помимо этого в характеристиках выпрямителей может использоваться и понятие коэффициента фильтрации (коэффициента сглаживания).
Коэффициент фильтрации, он же коэффициент сглаживания – величина, численно равная отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра Кс = Кп-вх/Кп-вых .
Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.
В слаботочных цепях вопрос снижения пульсаций решается легко и кардинально – применением интегральных стабилизаторов. Параметр подавления пульсаций (Ripple Rejection) у подобных массовых ИМС составляет не менее 50дБ (в 360раз по напряжению), что при высокой "чистоте" выходного напряжения позволяет уменьшить ёмкости электролитов в 5-10 раз.
Если же у разработчика нет возможности (либо желания) включать в состав устройства стабилизаторы напряжения, то реальным подспорьем окажутся индуктивно-ёмкостные или активные сглаживающие фильтры.
Начнём с фильтров, выполненных из индуктивных элементов – дросселей и из ёмкостных элементов – конденсаторов. 
Рис.1
На Рис.1а приведена схема простейшего ёмкостного сглаживающего фильтра. Принцип действия заключается в накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и последующей отдачи этой энергии в нагрузку.
Для того чтобы не ограничиваться 50-ти герцовыми блоками питания, но и иметь возможность расчёта фильтров импульсных ИБП, приведу универсальные формулы, учитывающие частоту входного сигнала F :
С1 = Iн/(3,14×Uн×F×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
С1 = Iн/(6,28×Uн×F×Кп) – для двухполупериодных.
Кп – это коэффициент пульсаций, равный отношению амплитудного значения пульсирующего напряжения к его постоянной составляющей, а
F – частота переменного напряжения на входе диодного выпрямителя.
Переходим к индуктивно-ёмкостным LC фильтрам.
ВНИМАНИЕ. Потребность в такого рода цепях возникает исключительно в случаях необходимости получить низкий уровень пульсаций в достаточно мощных сетевых блоках питания, либо в высокочастотных импульсных ИБП. Связано это с тем, что для эффективной работы LC-фильтра, индуктивное сопротивление катушки XL на частоте подавления стремятся сделать значительно больше Rн. А это, в свою очередь, приводит к тому, что в условиях низких частот и малых токов (высоких Rн) индуктивность дросселя получается необоснованно высокой.
Г-образный индуктивно-ёмкостной LC фильтр 2-го порядка (Рис.1б) обладает значительно лучшими фильтрующими свойствами по сравнению с обычным ёмкостным.
Произведение LC (Гн*мкФ) зависит от необходимого коэффициента сглаживания фильтра и определяется по приближенной формуле:
L1(Гн)×С1(МкФ) = 25000/(F 2 (Гц)×Кп) для однополупериодных выпрямителей и
L1×С1 = 12500/(F 2 ×Кп) – для двухполупериодных, где
С1(МкФ)/L1(мГн) = 1000/Rн 2 (Ом) .
Схема П-образного LC-фильтра приведена на Рис.1в. Сглаживающее действие П-образного LC-фильтра можно упрощённо представить как совместное действие двух фильтров, описанных выше, а коэффициент сглаживания – как произведение коэффициентов сглаживания звеньев: ёмкостного и Г-образного индуктивно-ёмкостного.
Наилучшими фильтрующими свойствами обладают LC-фильтры Чебышева. Напишем формулу, исходя из рекомендаций, изложенных на странице ссылка на страницу:
С1 = С2 ; С1(МкФ)/L1(мГн) = 1176/Rн 2 (Ом) .
Уменьшить напряжение пульсаций на выходе однозвенного П-образного LC-фильтра можно, включив параллельно дросселю L1 неполярный конденсатор С3 (Рис.1г), который вместе с индуктивностью катушки образует режекторный фильтр. Если ёмкость конденсатора С3 выбрать такой, чтобы резонансная частота контура L1-С3 равнялась частоте пульсаций (F при однополупериодном выпрямлении или 2F при двухполупериодном), то большая часть напряжения пульсаций задержится этим контуром и лишь незначительная перейдёт в нагрузку.
Итак: С3 = 1/(39,44×L1×F 2 ) для однополупериодных выпрямителей и
С3 = 1/(9,86×L1×F 2 ) – для двухполупериодных.
Все остальные номиналы элементов – такие же, как в предыдущей схеме.
Давайте сдобрим пройденный материал онлайн таблицей.
КАЛЬКУЛЯТОР РАСЧЁТА ЭЛЕМЕНТОВ СЛАЖИВАЮЩЕГО ФИЛЬТРА БЛОКА ПИТАНИЯ.
Транзисторные фильтры по сравнению с ёмкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более высокий коэффициент сглаживания пульсаций. Они позволяют уменьшить в десяток раз (при том же уровне пульсаций) номинал сглаживающего конденсатора, либо уменьшить в аналогичное количество раз амплитуду пульсаций при неизменном значении ёмкости. 
Рис.2
На Рис.2а представлена схема наиболее распространённого транзисторного фильтра.
Напряжение с высокой амплитудой пульсаций, поступающее на коллектор транзистора, по сути, является напряжением питания эмиттерного повторителя, образованного Т1.
В это же самое время цепь базы питается через резисторы смещения и интегрирующую цепь R1C1, которая сглаживает пульсации напряжения на базе. Чем больше постоянная времени T=R1C1, тем меньше пульсации напряжения на базе, а так как устройство представляет собой эмиттерный повторитель, то на выходе фильтра пульсации будут столь же малыми, как и на базе.
Для того, чтобы снизить зависимость напряжения на выходе фильтра от уровня передаваемой мощности, ток через делитель R1R2 выбирают в 5…10 раз большим, чем ток, ответвляющийся в базу при минимальном сопротивлении нагрузки.
При расчёте номиналов элементов делителя, следует исходить из напряжения на базе транзистора:
Uб = Uвх – Uвх пульсаций – (2,5. 3В) .
В этом случае будет обеспечена работа регулирующего транзистора в активном режиме, а падение напряжения на нём составит величину:
Uкэ = Uвх пульсаций + (3,1. 3,6В) .
Коэффициент полезного действия транзисторного фильтра будет тем больше, чем меньше падание постоянного напряжения на силовом транзисторе. Из формулы видно, что для обеспечения высокого КПД активного сглаживающего фильтра, на вход устройства следует подавать уже отфильтрованное до определённого уровня напряжение.
На практике это делается включением на вход простейшего ёмкостного фильтра (Рис.1а), уровень пульсаций которого можно посчитать на приведённом выше калькуляторе.
Эффективность активных сглаживающих фильтров напрямую зависит от величины коэффициента усиления транзистора. Чем выше h21 полупроводника, тем больших величин можно выбрать номиналы резисторов R1, R2 – тем лучшими фильтрующими свойствами будет обладать схема. Поэтому в данной ситуации не стоит даже рассматривать транзисторы с h21<50. Но при этом и составные транзисторы, обладающие высоким усилением – также не являются оптимальным выбором в силу повышенных падений напряжений на p-n переходах, значительно снижающих КПД транзисторных устройств.
Для дальнейшего улучшения фильтрующих свойств сглаживающего фильтра можно применить двухзвенный RC-фильтр в цепи базы транзистора (Рис.2б).
Здесь сумма значений сопротивления резисторов R1 и R2 равна сопротивлению резистора R1 в предыдущем устройстве, а сопротивление резистора R3 равно сопротивлению резистора R2 в фильтре (Рис.2а).
Ещё эффективней будет работать транзисторный фильтр, у которого в цепь базы транзистора вместо R2 (Рис.1а), либо R3 (Рис.1б) включить стабилитрон с напряжением пробоя, равным значению, рассчитанному для резистивного делителя.
В данной статье расскажем про сглаживающие фильтры питания, покажем пример определения выходного напряжения, и подбора сглаживающего конденсатора для источника вторичного питания.
Сглаживающие фильтры питания предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Принцип работы простой – во время действия полуволны напряжения происходит заряд реактивных элементов (конденсатора, дросселя) от источника – диодного выпрямителя, и их разряд на нагрузку во время отсутствия, либо малого по амплитуде напряжения.
Основные схемы сглаживающих фильтров питания
| 1. Ёмкость | 2. Г-образный | 3. Т-образный | 4. П-образный |
 |
 |
 |
 |
Простейшим методом сглаживания пульсаций является применение фильтра в виде конденсатора достаточно большой ёмкости, шунтирующего нагрузку (сопротивление нагрузки). Конденсатор хорошо сглаживает пульсации, если его емкость такова, что выполняется условие:
Во время действия синусоидального сигнала, когда напряжение на диоде выпрямителя прямое, через диод проходит ток, заряжающий конденсатор до напряжения, близкого к максимальному. Когда напряжение на выходе диодного выпрямителя оказывается меньше напряжения заряда конденсатора, конденсатор разряжается через нагрузку R н и создает на ней напряжение, которое постепенно снижается по мере разряда конденсатора через нагрузку. В каждый следующий полупериод конденсатор подзаряжается и его напряжение снова возрастает.
Чем больше емкость С и сопротивление нагрузки R н , тем медленнее разряжается конденсатор, тем меньше пульсации и тем ближе среднее значение выходного напряжения U ср к максимальному значению синусоиды U max . Если нагрузку вообще отключить, то в режиме холостого хода на конденсаторе получится постоянное напряжение равное U max , без всяких пульсаций.
Работа простейшего сглаживающего фильтра на конденсаторе в цепи однополупериодного выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:
Красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающего конденсатора, а синим – при его наличии.
Если пульсации должны быть малыми, или сопротивление нагрузки R н мало, то необходима чрезмерно большая емкость конденсатора, т.е. сглаживание пульсаций одним конденсатором практически осуществить нельзя. Приходится использовать более сложный сглаживающий фильтр.
Работа сглаживающего Г-образного фильтра на конденсаторе и дросселе в цепи двухполупериодного мостового выпрямителя поясняется рисунком и эпюрами:
Как и в примере с однополупериодным выпрямителем, красным цветом показано напряжение на выходе выпрямителя без сглаживающих элементов (конденсатора и дросселя), а синим – при их наличии.
Логично следует, что чем больше ёмкости и индуктивности фильтров, и чем больше в нём реактивных элементов (сложнее фильтр), тем меньше коэффициент пульсаций такого выпрямителя.
В качестве сглаживающих конденсаторов используются электролитические конденсаторы. Чем больше ёмкость, тем лучше. Кроме того, для надёжности, конденсаторы должны быть рассчитаны на напряжение в полтора-два раза превышающее выходное напряжение диодного моста.
Определение выходного напряжения выпрямителя и выбор сглаживающего фильтра для блока вторичного питания
К описанному в статье, следует добавить важную информацию, используемую для конструирования источников (блоков) питания постоянного тока:
1. Любой p-n переход, любого полупроводникового прибора, в том числе диода имеет характеристику – падение напряжения на переходе. Это напряжение обычно указывают в справочниках. Для германиевых диодов оно может быть от 0,3 вольт до 0,5 вольт, а для кремниевых диодов – от 0,6 вольт до 1,5 вольт.
Это значит, что если мы возьмём трансформатор с выходным напряжением 6,3 вольта, выпрямим его однофазным двухполярным мостовым выпрямителем (диодным мостом) у которого на каждом диоде по справочнику падает по 1 вольту (U пр. = 1 В), то на выходе выпрямителя мы получим всего лишь 4,3 вольта. Напряжение в 2 вольта «потеряется» на 2-х диодах по пути прохождения тока. Начинающие радиолюбители обычно этого не учитывают, потому и недоумевают, почему на выходе маленькое напряжение.
2. Переменный электрический ток измеряется приборами, которые, как правило, показывают его среднее значение, а не максимальное. Максимальное значение переменного напряжения это – значение электрического напряжения соответствующее его максимальному значению синусоиды.
Среднее значение напряжения на выходе однополупериодного выпрямителя соответствует значению:
Среднее значение напряжения на выходе двухполупериодного выпрямителя соответствует значению:
Значение среднего напряжения — 0,636 за счёт особенностей конструкции измерительных приборов округляется и принимается равной 0,7.
3. Исходя из изложенного выше, можно сделать вывод, который справедлив в том случае, когда нагрузка на блок питания маленькая. Обратите внимание на рисунки ниже.
Выходное напряжение выпрямителей с фильтром питания:
а) с большой нагрузкой :
б) с маленькой нагрузкой :
Эти рисунки поясняют, что при малой нагрузке выходное напряжение выпрямителя с фильтром питания равно максимальной амплитуде синусоиды поступающей на выпрямитель, за вычетом падения напряжения на диодах.
Пример определения выходного напряжения, и подбора сглаживающего конденсатора для источника вторичного питания
Рассмотрим случай со средним переменным напряжением на выходе трансформатора, измеренным мультиметром равным 6,3 вольта, и нагрузкой (сопротивлением нагрузки) равной 200 Ом.
Выходное напряжение c мостового выпрямителя будет определено следующим образом:
— максимальное напряжение на выходе трансформатора:
U max = U изм / 0,7 = 6,3в / 0,7 = 9 вольт
— максимальное выходное напряжение на выходе выпрямителя:
— емкость сглаживающего конденсатора выбираем из условия:
1 / (2*π*f*С) н , откуда 1 / (2*π*f *R н ) -5 (Фарад) = 15,9 мкФ
— учитывая условие, при котором емкость конденсатора должна быть намного больше полученному по приведенному условию, выбираем конденсатор ёмкостью более чем в пять раз больше расчётного значения — 100 мкФ*16 вольт.
Схема, состоящая из трансформатора, выпрямителя и сглаживающего фильтра является источником нестабилизированного питания. От таких источников можно питать любые устройства, потребляющие слабый ток, не критичные к наличию пульсаций и нестабильности питающего напряжения. Для максимального подавления пульсаций и стабилизации питающего напряжения применяют Стабилизаторы напряжения.
Тимеркаев Борис — 68-летний доктор физико-математических наук, профессор из России. Он является заведующим кафедрой общей физики в Казанском национальном исследовательском техническом университете имени А. Н. ТУПОЛЕВА — КАИ